多输入多转向输出(mimso)雷达
技术领域
1.本披露内容涉及以电子方式感测车辆的周围环境的雷达系统和方法。特别地，本披露内容涉及通过使用比如罗特曼透镜等波束成形网络对mimo(多输入多输出)型雷达进行的改进。
背景技术：
2.全世界平均每年有135万人死于道路交通事故，并且有超过5000万人受伤。即使仅从经济角度来看，到2030年，道路交通事故也将造成24万亿美元的损失。大多数道路交通事故都是由于预见缺乏、视野不清或驾驶员注意力不集中等人为错误造成的。通过减轻人为错误，可以避免90％以上的轿车交通事故。考虑到这一点，汽车雷达技术已经变得越来越普遍，试图去除道路死亡事故中的人为错误因素。在雷达系统中，雷达辐射信号，并且使用在雷达处接收到返回的反射信号所需的时间来确定物体的位置。
3.已经存在与雷达系统(例如，ep 3497473 a1、ep 2527871 b1、us 9070972 b2、us 9869762 b1、us 7924215 b2、ep 1666914 b1、us 9041596 b2、jp 3256374 b2、jp 2002228749 a、jp 2004226158 a、us 6795012 b2、jp 2017215328 a、ep 1742081 b1、de 10354872 b4、us 6275180 b1、us 8686894 b2、ca 2901610 c、wo 2016146666)、更特别地与mimo雷达系统(例如，t.shan等人的“on spatial smoothing for direction-of-arrival estimation of coherent signals[相干信号到达方向估计的空间平滑]”，l.carin、d.liu等人的“coherence,compressive sensing,and random sensor arrays[相干性、压缩感测和随机传感器阵列]”，c.schmid等人的“design of a linear non-uniform antenna array for a 77-ghz mimo fmcw radar[用于77ghz mimo fmcw雷达的线性非均匀天线阵列设计]”，us 9664775 b2、us 2018/0267555、us 2015/0253419 a1、us 9541639 b2)相关的大量披露内容。美国专利公开号2020/096626进一步描述了一种用于障碍物检测的雷达天线阵列。然而，需要一种系统，该系统在不使用昂贵的传感器或处理硬件的情况下，在适当的时间范围内提供对物体的位置的准确估计，从而减轻在汽车应用中人为错误的影响。
[0004]
发明目的
[0005]
本披露内容涉及提高给定数量的发射器和/或接收器的角分辨率。这进而可以用于减少给定的角分辨率所需的发射器和/或接收器的数量。此外，本披露内容涉及降低为给定的角分辨率设计的mimo系统的计算复杂度。这有利于降低mimo雷达中的物体检测的时延。进一步地，在与其他基于透镜的雷达相比时，降低系统的复杂度进而降低了制造复杂度。
[0006]
由本披露内容提供的其他优点是本文描述的系统具有允许更容易地集成到汽车系统中的扁平结构，从而增加了系统可以用于的应用并且降低了集成成本。进一步地，所提出的系统可以可选地被定制成使得其更加关注最需要的领域——例如，可以在视轴(正前方)处提供高角分辨率，同时可以在超过
±
45
°
的角度下提供降低的角分辨率。进一步地，所
提出的系统可以可选地根据雷达系统的要求被定制成具有狭窄的操作场，而现有技术的mimo雷达系统通常本质上具有宽视场。雷达的视场(fov)是传感器在特定时刻可感知的角锥。
技术实现要素：
[0007]
本技术涉及一种用于道路车辆的雷达，该雷达包括：波束成形网络，该波束成形网络包括罗特曼透镜，该罗特曼透镜具有第一数量的输入端口和第二数量的波束成形端口，其中，第一数量和第二数量大于1；第一数量的天线，其中，该第一数量的天线用于接收信号并且该第一数量的天线中的每个天线连接到波束成形网络的相应输入端口；第二数量的接收器，其中，至少两个接收器能够同时操作，并且该第二数量的接收器中的每个接收器连接到第二数量的波束成形端口中的相应波束成形端口；第三数量的天线，其中，该数量的天线用于发射信号，其中，该第三数量大于1；以及处理装置，该处理装置被配置成基于由接收器接收到的信号的幅值和相位来确定物体相对于雷达的位置，其中：该波束成形网络被配置成将由该第一数量的天线中的至少两个天线从该第三数量的天线中的至少两个天线接收的信号进行组合，并且其中，该波束成形网络进一步被配置成将附加相位项应用于经组合的每个信号，以形成期望角度的波束。
[0008]
优选地，可以使用多个时间延迟平衡线将波束成形透镜的波束端口连接到接收器。如本文所使用的，术语接收器用于涵盖适合于处理从天线接收的信号的任何硬件，并且例如可以作为收发器组的一部分而被包括。
[0009]
类似地，可以优选地使用多个时间延迟平衡线将发射器连接到该第三数量的天线中的每一个。如本文所使用的，术语发射器用于涵盖适合于生成发射到天线的信号的任何硬件，并且例如可以作为收发器组的一部分而被包括。
[0010]
优选地，第一数量的天线被布置在一行中，其中，每个天线之间具有预定义的距离d，并且第三数量的天线被布置在一行中，其中，每个天线之间的距离为n
×
d，其中，n为第一数量。
[0011]
本文所使用的术语波束成形网络是指用于进行波束成形的任何模拟网络(比如透镜)和任何传统的等同物，例如，介质透镜、rkr透镜、龙勃透镜(luneburg lens)等。然而，已经发现，罗特曼透镜是用于本披露内容的目的的特别地有利的波束成形网络。
[0012]
在使用时，罗特曼透镜通过与第三数量的天线一起使用而形成罗特曼透镜的虚拟阵列，并且罗特曼透镜被配置成使得由罗特曼透镜的虚拟阵列形成的各个波束重叠。
[0013]
优选地，由罗特曼透镜的虚拟阵列形成的各个波束在每个波束的峰值的一半处重叠。优选地，由罗特曼透镜的虚拟阵列形成的各个波束的波束宽度比罗特曼透镜的波束宽度窄。更优选地，波束宽度被乘以与天线的第三数量成反比的因子。
[0014]
可选地，罗特曼透镜可以被配置成使得波束端口被集中在雷达的视轴周围。这是有利的，因为这将提高角度精度较为关键的雷达视轴周围(即，雷达正前方)的角分辨率。优选地，由罗特曼透镜形成的波束将覆盖宽视场(例如，与阵列视轴方向成120
°
或
±
60
°
范围的视场)，但根据应用的要求，也可能期望其他更窄的视场。
[0015]
优选地，所有天线被配置成以毫米波信号进行操作。
[0016]
本技术也涉及一种用于道路车辆的雷达，该雷达包括：波束成形网络，该波束成形
网络具有第一数量的输入端口和第二数量的波束成形端口，其中，第一数量和第二数量大于1；第一数量的天线，其中，该第一数量的天线用于接收信号并且该第一数量的天线中的每个天线连接到波束成形透镜的相应输入端口第二数量的接收器，其中，至少两个接收器能够同时操作，并且该第二数量的接收器中的每个接收器连接到第二数量的波束成形端口中的相应波束成形端口；第三数量的天线，其中，该数量的天线用于发射信号，其中，该第三数量大于1；以及处理装置，该处理装置被配置成基于由接收器接收到的信号的幅值和相位来确定物体相对于雷达的位置，其中：该波束成形网络被配置成对由该第一数量的天线中的至少两个天线从该第三数量的天线中的至少两个天线接收到的信号进行组合。
[0017]
本发明也涉及一种确定物体相对于用于道路车辆的雷达的位置的方法。该方法包括：从多个发射天线发射信号；在多个接收天线处接收这些信号；将从至少两个接收天线接收到的信号提供给包括罗特曼透镜的波束成形网络的输入端口，其中，该波束成形网络具有多个波束成形端口并且该波束成形网络被配置成将在该波束成形网络的输入端口处接收到的信号进行组合并且将经组合的信号提供给该波束成形网络的波束成形端口，并且其中，该波束成形网络进一步被配置成将附加相位项应用于经组合的每个信号，以便形成期望角度的波束；在多个接收器处获得来自该波束成形网络的输出，其中，每个接收器连接到该波束成形网络的相应波束成形端口；以及基于从该波束成形网络的波束成形端口提供给这些接收器的经组合的信号的幅值和相对相位，在每个接收器处处理所获得的输出，以确定物体的位置。
[0018]
优选地，该方法包括将接收天线和/或发射天线配置成包括至少四个天线的线性阵列，其中，至少阵列的中心天线之间的距离是d，并且最外围天线与相应的邻近天线之间的距离大于d。
[0019]
上文使用的词语
‘
和/或’是指包含性或-即，a和/或b意指以下各项之一：a；b；或a和b。
[0020]
通过使线性阵列在每个天线之间具有预定义的不等距离，该线性阵列可以被配置成使得不影响主波束的特性并且可以使用减少数量的天线。
[0021]
替代性地，该方法包括：将接收天线配置成使得接收天线被布置在第一行中，其中，每个接收天线之间具有预定义的距离d；以及将发射天线配置成使得发射天线被布置在第二行中，其中，每个发射天线之间的距离为n
×
d，其中，n为接收天线的数量。
[0022]
优选地，该方法将接收天线配置在第一行中，并且将发射天线配置在第二行中，其中，第一行基本上平行于第二行。
[0023]
在替代性的实施例中，该方法将接收天线配置在第一行中，并且将发射天线配置在第二行中，其中，第一行不平行于第二行。在该实施例中，第一行优选地被布置成与第二行的平行线成大于45
°
的角度。更优选地，第一行正交于第二行。
[0024]
优选地，波束成形网络为罗特曼透镜。罗特曼透镜通过使用多个发射天线形成罗特曼透镜的虚拟阵列。优选地，罗特曼透镜被配置成使得由罗特曼透镜的虚拟阵列形成的各个波束重叠。
[0025]
可选地，该罗特曼透镜被配置成使得这些波束端口被集中在该雷达的视轴周围。
[0026]
优选地，由天线发射和接收并由罗特曼透镜处理的雷达信号为毫米波雷达信号。
[0027]
本发明也涉及一种确定物体相对于用于道路车辆的雷达的位置的方法。该方法包
括：从多个发射天线发射信号；在多个接收天线处接收这些信号；将从至少两个接收天线接收到的信号提供给波束成形网络的输入端口，其中，该波束成形网络具有多个波束成形端口并且该波束成形网络被配置成将在该波束成形网络的输入端口处接收到的信号进行组合并且将经组合的信号提供给该波束成形网络的波束成形端口；在多个接收器处获得来自所述波束成形网络的输出，其中，每个接收器连接到所述波束成形网络的相应波束成形端口；以及基于从该波束成形网络的波束成形端口提供给这些接收器的经组合的信号的幅值和相对相位，在每个接收器处处理所获得的输出，以确定物体的位置。
附图说明
[0028]
参考附图，将从下文仅作为示例给出的其实施例的描述中更清楚地理解本发明，在附图中：-[0029]
图1示出了现有技术的传统八接收元件天线配置；
[0030]
图2示出了四元件天线波束方向图与八元件天线波束方向图之间的比较；
[0031]
图3示出了现有技术的mimo配置，其等效于图1所示的传统八接收元件天线配置；
[0032]
图4示出了在fmcw mimo系统的发射侧使用的tdm的示例，所使用的发射器数量m》2；
[0033]
图5示出了现有技术的利用3d映射的雷达系统的mimo阵列；
[0034]
图6示出了针对具有单个发射元件和4个接收元件的雷达的扫描至0度的归一化接收阵列辐射方向图；
[0035]
图7示出了针对具有2个发射元件和4个接收元件的mimo雷达的扫描至0度的归一化虚拟接收阵列辐射方向图；
[0036]
图8示出了fmcw雷达啁啾以及使用2d fft执行的得到的距离和速度估计；
[0037]
图9示出了在传统mimo雷达中用于计算角度的对所有接收器的距离和速度域的进一步fft；
[0038]
图10示出了根据本披露内容的mimso配置；
[0039]
图11示出了现有技术的典型罗特曼透镜配置；
[0040]
图12示出了在使用单个发射天线的与被配置为使用两个发射天线的mimso雷达系统的利用10个接收天线元件的罗特曼透镜设计的单个输出端口的目标检测功率电平相对于轿车的角度位置之间的比较；
[0041]
图13示出了根据本披露内容的mimso角度处理配置；以及
[0042]
图14示出了罗特曼透镜的示例，该罗特曼透镜具有可重新配置的波束以及朝向雷达中心的高角度精度与朝向视场边缘的较低精度。
具体实施方式
[0043]
对于与车辆(比如，例如，轿车、公共汽车、卡车等)一起使用的下一代汽车雷达，将要求以数量级为1的分辨率对物体进行角度检测。优选地，安装在车辆上或与车辆集成的系统还应提供车辆周围的360度全覆盖。这很可能通过将多个雷达系统用于单个车辆来实现，每个雷达系统覆盖不同的角度段，使得多个雷达系统一起为车辆提供360度全覆盖。
[0044]
为了分辨物体的角度位置，可以使用称为
‘
波束成形’的技术。波束成形使用被布
置成阵列的多个天线(在发射器(通常缩写为tx)处或接收器(通常缩写为rx)处，或在发射器和接收器两者处)。天线阵列用于操纵从天线发射的信号的波相干性，以将由每个天线发射或接收的能量聚焦到窄波束中，从而增大波束峰值方向上的功率，而降低所有其他方向上的功率。波束的比如转向角度和宽度等特性可以通过调整阵列中的每个天线处的信号的幅度和相位来操纵。使所产生的波束变窄可以通过增加阵列中的天线的数量来实现。对于发射阵列，增加阵列中的天线的数量会增加发射信号的焦点，导致更高的阵列增益。波束成形雷达可以逻辑上被划分为两大类：模拟和数字。
[0045]
在第一类型模拟雷达中，雷达的角度性能由一个或多个物理天线波束成形结构决定。这包括在这些天线波束成形结构内完成波束操纵的雷达。以这种方式实现的天线系统已经用于多种应用，比如基站以及军事和太空雷达系统。在传统的电子波束转向天线系统中，天线波束方向图的主瓣方向以电子方式被移动，射频(rf)移相器通常用于动态调整天线元件之间的相对相位。因此，射频(rf)移相器是用于在波束转向天线系统中使相控阵列天线的窄波束方向图转向的关键部件。
[0046]
在替代性的模拟方法中，透镜馈送结构可以用作波束成形部件。特别地，透镜馈送结构(例如，罗特曼透镜)具有被配置成将接收到的信号馈送到波束成形部件的多个馈送端口。在使用中：
[0047]
i)每个馈送端口可操作地耦接到切换端口，其中，透镜馈送结构的馈送端口之间的切换用于将单个收发器、发射器或接收器耦接到用于期望波束方向的合适馈送端口；
[0048]
ii)每个馈送端口可操作地耦接到多个收发器、发射器或接收器，其中，与用于期望波束方向的馈送端口连接的硬件是激活的，而与其他馈送端口连接的硬件是去激活的；
[0049]
iii)每个馈送端口可操作地耦接到多个收发器、发射器或接收器，其中，与两个或更多个馈送端口连接的硬件是激活的，以使得能够重新配置发射的辐射方向图，或同时观察多个接收波束方向；或
[0050]
iv)每个馈送端口可操作地耦接到以下各项的组合：切换端口和多个收发器、发射器或接收器。通过扫描发射波束和接收波束，可以确定目标的角度位置。
[0051]
模拟雷达通常很大(即，包含大量射频(rf)部件，以及因此会承担升高的部件故障风险)，但可以通过最少的计算处理来确定物体的角度位置。
[0052]
数字雷达使用复杂的计算算法以数字方式对雷达的发射信号和/或接收信号进行
‘
波束成形’。这些雷达通常更小，其中rf部件更少，但需要更复杂的计算处理，这可能取决于系统的cpu处理能力而导致增加的时延。
[0053]
因此，雷达系统中的(多个)tx天线(也称为
‘
发射元件’或
‘
发射天线元件’)和(多个)rx天线(也称为
‘
接收元件’或
‘
接收天线元件’)的布置可以采取许多不同的形式。模拟和数字雷达系统都具有优点和缺点，并不相互排斥。然而，雷达架构通常只遵循其中一种方法。
[0054]
模拟波束成形接收器和数字波束成形接收器都利用了如下事实：当信号入射到多个天线时，信号到达每个元件的时间之间存在延迟，这取决于入射角度。
[0055]
例如，图1示出了以角度θi入射到8个rx天线的阵列的波前，其中天线以间距d分隔开。对于每个rx天线之间的距离为d的n个天线的阵列，与波前到达第一元件相比，波前需行进(n-1)d
×
sin(θi)的额外距离才能到达阵列中的第n个rx天线。该额外的行进距离会在第
n个rx天线处产生对应的相位延迟其中：
[0056][0057]
请注意，如果信号以入射角度0到达，则它同时到达每个元件，并且
[0058]
可以通过对来自阵列的幅值和相位输出执行称为离散傅里叶变换(dft)的数学运算来计算信号源自的角度，该dft可以使用本领域已知的任何快速傅里叶变换(fft)算法来计算。现有技术系统的分辨率通常通过增加接收阵列中的rx天线的数量来提高。
[0059]
当由阵列中每个元件接收到的信号被组合时，得到的信号的幅值取决于信号的到达角度以及对由每个元件接收到的信号的复数加权(具有幅度和相位)。在数学上，由阵列产生的这种聚焦效果可以被表示为阵列因子乘以阵列中的单个元件的辐射方向图。
[0060]
阵列因子是各向同性辐射器(即，没有方向性并且在所有方向上辐射相等能量的理论天线)的阵列的复数值远场辐射方向图。在每个离散角度θ处，线性阵列的一维阵列因子使用下式来计算：
[0061][0062]
其中，wn是阵列中的第n个元件的复数加权，并且d是元件间隔。阵列因子通过使用在第n个元件处的跨阵列的加权wn下的渐进相位延迟来形成，其波束的形状在扫描角度θs处具有单个峰值；
[0063][0064]
图2示出了四元件阵列210的阵列因子215和八元件阵列220的阵列因子225。图2中的每个阵列因子都是在每个元件处没有添加附加的相位的情况下计算的，并且因此在θs＝0
°
处最大化。可以通过改变使阵列因子的峰值在雷达的fov上扫描。当阵列加权中使用的值等于值(即由于接收到的信号的入射角度而导致的跨阵列元件的相位延迟)时，信号相干地组合从而形成峰值。阵列因子方程类似于离散傅里叶变换(dft)：
[0065][0066]
傅里叶变换也用在调频连续波(fmcw)雷达系统中，用于目标距离和速度估计，并且可以使用快速傅里叶变换(fft)进行计算。可以使用以下方程将阵列因子转换到分贝单位：
[0067]
af
db
(θ)＝20log
10
[af(θ)]
[0068]
当阵列因子使用物理阵列的天线位置来计算并且乘以该阵列中单个物理天线(即，真实天线，具有其自己的复数辐射方向图)的辐射方向图时，得到的辐射方向图提供了对物理阵列的辐射方向图的良好近似(不包括比如物理阵列中的元件之间的可能改变方向图的互耦等影响)。因此，以分贝形式，阵列的增益由下式给出：
[0069]
ga(θ)＝af
db
(θ) ge(θ)
[0070]
其中，ge为单个元件的增益。
[0071]
当波束成形由以特定方式布置的电路系统构成，以便通过rx天线与接收器的其余信号处理元件之间的模拟电路系统执行操作(例如，通过比如混合耦合器等电路元件对rf信号进行的
‘
加’或
‘
减’；通过比如例如罗特曼透镜(rotman lens)或龙勃透镜等透镜进行的时间延迟添加；或通过移相器电路元件进行的相移)，这种布置落入模拟类型雷达的前述定义内。在模拟波束转向的情况下，模拟电路系统执行类似于dft的操作。在传统相控阵列的情况下，移相器用于改变阵列中的每个元件处的复数加权wn的相位以改变扫描角度θs。
[0072]
在数字波束转向中，一个或多个发射天线与多个接收天线组合使用，并且在没有这种组合电路系统的情况下，每个天线处的信号在被输入到接收器的数字信号处理元件之前从模拟域转换为数字信号。在该类型的系统中，可以使用数字电路系统在接收器处执行波束成形，以执行进一步的数学处理，比如求和、减法或通过引入在元件之间的相位延迟，类似于先前对其模拟对应物的描述。对于下面更详细讨论的多输入多输出(mimo)雷达的情况，可以执行的一个步骤是对来自阵列中的每个接收器的复数接收信号进行
‘
角度fft’，以便分辨目标角度位置。角度fft是计算离散傅里叶变换(dft)的方式，阵列因子方程与此类似。角度fft是对mimo雷达的视域执行的，并且在目标存在的(多个)角度处输出峰值。角度fft的峰值受波束形状或主瓣影响。通过使用更多的接收元件，可以使波束的宽度变窄，并且因此增强间隔很近的物体之间进行分辨的能力。
[0073]
传统的数字波束成形架构中，每个物理天线包含专用接收器(即，m个接收器用于m
×
rx天线)。当要求低角度精度时，宽波束是足够的并且使用少量天线元件获得。这意味着可以采用最少数量的接收器。然而，当要求高角度精度时，需要更窄的波束。因此要求附加的天线，如图2所示的天线波束方向图215和225之间的差异所展示的。这导致雷达总体成本和尺寸增大。结果，要求高角度精度的比如汽车雷达等应用迄今为止都被证明是昂贵的。在要求低成本的情况下，使用传统数字波束成形mimo的雷达已经被限制在受限于使用最少数量元件的应用中，并且因此限于宽波束应用。
[0074]
相同的一般关系也适用于未使用数字波束成形的系统，即，更高的角度精度要求更多的天线元件。然而，模拟波束成形网络经常使用波束切换，使得处理从rx天线阵列接收到的信号所需的接收器更少。因此，与其数字替代方案相比，模拟波束成形网络相对而言非常大，并且其相关联的成本成比例地增加。在纯模拟波束成形网络与纯数字波束成形网络之间的常见折衷方案是使用沿着(多个)模拟波束成形器的数字控制切换网络，其中，与不同的天线元件的连接进而连接或切换到单个接收器。这类系统在节省接收器成本的同时，仍必须确保天线元件之间的相位平衡，并且因此波束成形网络和得到的雷达的成本可能仍然十分高。
[0075]
波束成形和波束转向通常都使用缩放(缩放在本领域中也称为锥削或加权)来形成波束方向图，其中，去往或来自不同天线元件(wn)的信号强度被放大或衰减以操纵组合波束的整体形状。当在发射器侧应用波束转向时，波束方向图通常被操纵成使得物理上一次只能存在一个辐射方向图。然而，在接收器侧，数字波束成形可以使用不同的元件缩放算法以同时并行地形成多个波束方向图，从而得到多个输出。
[0076]
在数字雷达的一个已知实施例中，多个发射器和接收器一起工作以形成
‘
数字’类
型的mimo雷达。主要存在两种不同类型的mimo雷达。第一类型被称为统计mimo，其中，天线(包括tx天线和rx天线)彼此相距很远，以提供物体或
‘
场景’的不同视图。第二类型的mimo被称为波束成形(或同位置)mimo，其中，天线彼此靠近放置并且一起发挥作用以形成
‘
虚拟’波束成形阵列。本披露内容涉及该第二类型的mimo雷达的改进。
[0077]
对于e波段汽车雷达系统，操作频率优选地处于76-81ghz的第一带宽的频段内。(然而，对于取决于雷达的特定性质(例如，长距离、中距离、短距离等)的某些应用，不需要使用频段的整个宽度)。如熟悉该技术的人员将理解的，第一带宽的这种宽度呈现出重大挑战。例如，难以确保频率不变的波束成形不会由于第一带宽内的不同频率处的各个分量的性能变化而劣化。
[0078]
许多传统的系统通过使用滤波器组实现宽带波束成形，这些滤波器组要么在时域中与二维滤波器组一起工作，要么在频域中(在fft之后)工作以分别对每个波段进行滤波。本质上，宽带信号被分成许多预定义的子波段，这些子波段被逐个地进行窄带滤波。
[0079]
本披露内容的系统通过在mimo系统内使用罗特曼透镜代替上述数字角度fft计算克服了这一挑战，并且同时在所有可用的频率上以最小劣化操作。在这方面，在纯
‘
数字’类型系统和纯
‘
模拟’类型系统之间找到了折衷方案。
[0080]
在传统的mimo系统中，在n个天线(多输入)处从系统中的m个发射器(多输出)中的每一个接收到的信号的幅值和相位可以用于形成大于物理接收阵列的
‘
虚拟’接收阵列(即，与物理天线阵列中的n个天线相比，虚拟接收阵列具有更多
‘
虚拟’rx天线)。这使得能够提高物体的角分辨率。
[0081]
存在各种用于mimo的复用方案，其旨在实现由每个单独的tx发射器发射的信号之间的正交性，使得这些信号可以在rx侧被分离出来。这些复用方案包括但不限于时分复用(tdm)、频分复用(fdm)以及二进制相位复用(bpm)。
[0082]
参考用于tdm mimo的图3，发射器一次一个地顺序发射信号(例如，tx1发射信号，然后在预定义的延迟之后，tx2发射信号)。结果，接收元件然后按时间顺序接收源自每个发射器发出的信号。图4示出了具有总数为m的发射器的调频连续波(fmcw)雷达，其中，m》2。因此，可以根据信号源自哪个发射器来分离源自每个发射器的信号(例如，可以将从tx1接收到的信号与从tx2接收到的信号分离)。
[0083]
也可以使用其他方法根据信号源自哪个发射器来分离出由mimo接收的信号。例如，在bpm mimo中，所发射的信号的相位被赋予由 1(即，0
°
相移)和-1(即，180
°
相移)加权的序列构成的唯一正交码，并且应用这些唯一正交码对每个接收器处的信号进行多路分解能根据每个唯一正交码对应的发射器将信号分解为分离的信号。在fdm mimo中，发射器在不同的频隙而不是时隙上操作，并且在接收侧使用频移和滤波操作被区分。
[0084]
由于能够在接收器处分离来自tx天线的信号，并且通过适当地配置tx天线和rx天线之间的距离，因此在每个rx天线处接收到的信号可以与它们源自的发射器相对应地被重新布置。结果，关于每个接收到的辐射波的相位差使得显现出数量比实际存在的接收元件数量更多的等效接收元件，因此创建了
‘
虚拟’天线。例如，如图3所示，通过使四个rx天线中的每一个分隔距离d，并且使tx天线分隔距离4d，能形成由2
×
4个rx天线构成的虚拟阵列。更一般地，在m
×
tx天线和n
×
rx天线的mimo系统中，可以仅使用m n个物理天线获得m
×
n个rx天线的虚拟阵列。这样，虚拟阵列在并未用在mimo实施方式中的情况下角分辨率比物理
阵列的角分辨率精细得多。因此，mimo技术对于在给定发射器和接收器数量的情况下提高雷达角分辨率、或减少给定角分辨率所需的发射器和接收器数量是有效的。
[0085]
进一步参考图3和图4，注意到当mimo系统在tdm模式下使用时，由于实现tdm需要发射之间存在时间延迟，因此不能同时测量mimo系统中的每个虚拟元件。在图3所示的示例中，必须在每个
‘
真实’rx天线上重复进行两次rx天线测量(即，针对每个tx天线一次)，以获取八个天线的虚拟阵列的信号。相反，图1的系统(具有八个物理天线)可以同时从每个rx天线获得测量值。虽然这两个系统将在方向和距离精度方面产生相同的结果，但在图1的系统中这种计算会更快。
[0086]
图3示出了系统的mimo配置，在该系统中，雷达仅能在一条轴线上实现良好的角分辨率确定(使用许多元件的线性阵列)，而在另一条轴线上不能(单个元件)。
[0087]
相比之下，图5示出了替代性的2d角度覆盖布置。这里，发射元件以一个取向布置在第一线性阵列501中，而接收元件以第二取向布置在第二线性阵列502中，其中，第二取向与第一线性阵列成角度。所产生的虚拟阵列503能够定位物体相对于第一取向和第二取向的角度位置，并且结果可以计算物体的绝对位置。优选地，第一线性阵列和第二线性阵列彼此处于正交取向。
[0088]
ep3497473a1披露了可以通过使用3d打印的龙勃透镜进一步提高角分辨率。使用透镜的优势在于，通过改变透镜的形状或它们相对于天线元件的几何结构，可以设计具有各种fov或各种增益特性的多波束雷达。然而，龙勃透镜是三维结构，其通常由于需要不同折射率材料而难以设计和制造。由于这些透镜的球形焦面，它们难以与平面印刷电路板集成，并且因此需要复杂的设计才能连接到雷达主板。
[0089]
对于mimo雷达，雷达外壳尺寸不是限制因子，因为mimo雷达可以仅使用少量发射天线和接收天线合成具有大孔径的虚拟阵列。
[0090]
图6示出了使用一个tx天线605a和四个rx天线610获得的跨fov测量并以0
°
为中心的归一化的辐射方向图620。得到的天线波束方向图与图2中所示的四元件阵列相同。
[0091]
然而，如图7所示，通过引入第二tx天线705b并使用相同的四个rx天线710，四个虚拟rx天线715的阵列被添加到现有的物理rx天线710。这产生具有8个rx天线的虚拟阵列，导致图2所示的八元件波束方向图720。这样，天线阵列的角分辨率通过4个虚拟天线715的添加而加倍，但代价仅为单一一个附加的tx天线605b。进一步研究图2中的天线波束方向图可以看出，由于波束宽度减半，对角分辨率的影响变得明显，角度精度加倍。
[0092]
图8示出了根据本披露内容的系统。优选地，该系统被配置成使用fmcw(调频连续波)调制。fmcw波形，也称为啁啾，是复杂的正弦波形，其频率随时间线性增大。fmcw雷达以被称为脉冲重复间隔(pri)的周期以周期性方式发射啁啾，并且最常见地以锯齿配置扫频，尽管其他啁啾类型也可用。得到的来自场景的目标回波将包含发射的啁啾的延迟且衰减副本。汽车雷达发射和接收的信号通常是毫米波信号，这些信号优选地在76-81ghz的范围内。将接收的信号与发射的啁啾混合会产生差拍信号。差拍信号是复杂的正弦波形，其频率比发射频率和接收频率低得多。通常，对于汽车雷达，差拍信号在mhz频率范围内。差拍信号的频率与到检测到的物体的距离成比例。多个啁啾会在单个
‘
帧’内被收集，从而允许确定
‘
慢时间’维度中的多普勒频率变化。
[0093]
在对差拍信号进行数字采样之后，拍频的估计通常在数字域中实现。由于拍频远
低于雷达带宽，因此可以使用低速模数转换器(adc)。特别地，对差拍信号进行采样。然后，优选地将每个啁啾的样本放入矩阵的不同列中。于是矩阵的行索引将对应于单个啁啾所花费的
‘
快’时间，而列索引将对应于多个啁啾所花费的
‘
慢’时间。
[0094]
通过在图8所示的矩阵的每一列中采用快速傅里叶变换(fft)，可以通过检测拍频来确定物体的距离。通过随后沿该矩阵的行应用进一步的fft，可以通过检测多普勒频率来确定物体的速度。这两个fft的使用通常被称为2d fft，并且允许在距离和速度两方面跟踪物体。执行2d fft的附带好处是它通过对物体的拍频和多普勒频率进行匹配滤波降低了本底噪声。取决于雷达的距离分辨率和速度分辨率，落入相同距离-速度仓中的物体的数量通常很少。
[0095]
虽然距离-速度图给出了许多有用的信息，但它缺乏关于物体的角度位置的细节。物体的角度位置是以下条线之间的角度：i)连接物体与物理rx天线中心的线，ii)从物理rx天线的中心延伸的与物理rx天线行成直角的线。如果这个角度为零，则物体在接收器的正前方。然而，物体的角度位置可以通过在每个rx天线(包括真实rx天线和虚拟rx天线两者)处获取瞬时距离-速度图并且执行第三
‘
角度’fft或3d fft来获得，如图9所示。
[0096]
对于《1
°
的角度精度(这是汽车安全雷达的当前要求)，需要超过一百个天线(虚拟和真实)的均匀阵列。处理来自这样的大型阵列的接收信号的成本非常高，要求cpu具有较高的每秒浮点运算(flops)能力。替代方案是使用更便宜且更慢的cpu，但这会导致检测时间更长并且因此更不安全。
[0097]
附带地，上述信号处理步骤通常发生在恒虚警率(cfar)阈值步骤之后。cfar步骤滤除低于预定阈值的接收信号(其中，阈值被选择为高于环境噪声的幅值)，使得仅保留具有超过该阈值的信噪比的仓。
[0098]
如图9所示，本披露内容不再需要使用第三角度fft。替代地，如图10所示，波束成形网络被添加在物理rx天线与它们相应的接收器之间。优选地，波束成形网络包括透镜，并且更优选地包括罗特曼透镜。波束成形网络1030被添加在物理rx天线1010与它们相应的接收器之间(未示出)。图10示出了四个rx天线1010，本领域技术人员将认识到可以使用更多或更少数量的天线。如先前参考图7所讨论的，添加附加的tx天线1005会产生包括虚拟元件1015的接收器阵列。
[0099]
优选地，波束成形网络包括罗特曼透镜。图11示出了传统罗特曼透镜的现有技术几何结构。该透镜包括多个输入或波束端口、透镜腔区域以及多个输出或阵列端口。为了说明的目的，图11中所示的透镜具有五个波束端口和四个阵列端口，但应当理解的是可以使用任何数量的端口。波束端口沿着焦弧位于透镜的平行板区域的一个边缘处，而阵列端口位于相反的边缘上。阵列端口通过相位校正线连接到天线元件阵列。当每个接收阵列元件被波前激发时，信号会先传播通过相位校正线到达平行板区域，然后在波束端口处被采样。在罗特曼透镜内的路径长度的设计使得在与信号从物体到达的相对角度相对应的一个或两个波束端口处，信号相干地组合。对于传统的罗特曼透镜设计，具有nb数量的波束端口，并且被设计为具有
±
α
°
的最大焦角f1和f2，nb数量的波束以第nb波束端口的固定角度θn形成；
[0100]
[0101]
如此，对于有限数量的固定波束角度，罗特曼透镜作为可以用于以模拟dft替换数字fft的电路元件操作。
[0102]
为了将mimo技术应用于罗特曼透镜，来自每个单独发射器的信号被相干地组合。优选地，这是在2d fft和cfar步骤之后执行的，并且可能还需要附加的相位补偿来校正由于目标运动而导致的在给定的透镜波束端口处从不同发射器接收到啁啾的时间之间的相位误差。然而，为了便于说明，忽略这些步骤，以数学方式对在第nb波束端口处接收到的来自m个发射器的一个啁啾序列的信号进行组合，其中，向每个信号应用附加的相位项以形成正确角度的波束。
[0103][0104]
相位项由下式给出：
[0105][0106]
其中，na是接收阵列中的元件的总数，并且θn是第nb波束端口的扫描角度。
[0107]
通过应用这种技术，图12示出了雷达返回结果，其被绘制为来自角度位置为-6度的例如轿车的归一化接收功率。这里，根据利用10个接收天线元件的罗特曼透镜设计的单个输出，波束以该角度形成。从图12中可以清楚地看出，接收功率的峰值出现在-6度处。
[0108]
因此，该系统使用mimo检测，但具有转向输出，并且现在可以被归类为多输入多转向输出(mimso，multiple input multiple steered output)系统。此外，由于罗特曼透镜是基于时间延迟而不是相位延迟设计的，因此这种配置允许确保宽带操作的简单方法。
[0109]
参考图10，现在给出对mimso系统的操作的解释。如前所述，对于mimo系统，通过使用多个发射器和多个接收器在mimso系统中实现虚拟阵列，其中，每个物理接收器位于罗特曼透镜输出(波束)端口中的一个端口处，结果是虚拟罗特曼透镜也连接到虚拟阵列。
[0110]
优选地，使用改进的罗特曼透镜设计代替在正常波束转向应用中使用的设计。在具有均匀线性阵列的传统罗特曼透镜中，罗特曼透镜波束端口通常被设计成根据半功率波束宽度(hpbw)来检测角度，换言之，波束被设计成在它们的-3db点(相对于波束峰值)重叠。然而，对于根据本披露内容的罗特曼透镜，透镜波束的hpbw被设计成使得其相对于mimso系统的期望的hpbw增长大约m倍，其中，m是mimso系统中的发射器的数量。结果，波束的hpbw有利地变窄为大约1/m。本领域的技术人员将认识到，两个tx天线的示例是非限制性的并且罗特曼透镜波束端口可以被设计成适当地检测来自m
×
tx天线的角度。
[0111]
如上所述，某些类型的电子电路可以表现得好像对接收到的信号执行数学函数一样。最简单的示例是低通滤波器，其允许dc和低频信号通过，同时去除高频信号，并因此可以被解释为数学积分器。在mimso系统中，罗特曼透镜以类似的方式发挥作用，在这种情况下执行角度fft的功能。
[0112]
图13示出了如何为使用两个发射器的系统完成mimso处理。与图8中所示的mimo系统类似，距离和速度是类似地使用2d fft计算的。然而，在根据本披露内容的mimso系统中，物体的角度位置是通过使用比如罗特曼透镜等波束成形网络的波束端口来确定的。由于在每个波束端口接收到的检测信号对应于不同的检测角度，因此不需要进一步的3d fft来确
定检测角度。如上所述，可选地通过使波束的hpbw变窄为大约1/m来修改罗特曼透镜，其中，m是发射元件的数量。
[0113]
此外，还可以可选地修改罗特曼透镜以产生非均匀角度s的波束。图14示出了指向雷达fov的中心(此处角度精度最关键)的波束的密度大于指向雷达fov的边缘(此处角度精度不重要)的波束密度的一个实施例。
[0114]
虚拟阵列的尺寸是发射元件的数量乘以接收元件的数量。通过使波束集中朝向雷达fov的中心，还可以实现使用来自所有发射器的、靠近中心的较窄波束的信号，并且弃用来自一个或多个发射器的、远离中心的波束的信号，从而产生更小的虚拟阵列，并且因此产生更宽的波束方向图。
[0115]
尽管比如罗特曼透镜等波束成形网络的尺寸与mimo雷达系统相比略有增加，但它不再需要进行第三次fft计算。替代地，第三次fft是在波束成形网络的波束端口即时执行的。由于处理要求和确定物体角度位置所花费的时间被去除，因此本文披露的mimso系统与比如用于汽车应用的雷达的现有雷达相比提供了相当大的改进。由于mimso系统提供了更快的检测时间，因此提供了更快的反应时间。这进而引起对于道路危险而言更安全的结果。
[0116]
罗特曼透镜特别适合用作波束成形网络。因为罗特曼透镜是平面的，它们可以与雷达的其他部件一起在单个pcb上实施。因此，与集成更大的基于透镜、特别是龙勃透镜的雷达相比，它提供进一步的成本有效益处。
[0117]
根据本披露内容，还可以在mimso系统中应用相位比较单脉冲技术。相位比较单脉冲输出是基于来自真实rx天线和它们的等效虚拟rx波束端口的结果来计算的。物体的主方向由找到检测到的物体的波束端口给出，并且与罗特曼透镜波束端口的角度相对应，其中，增强方向由波束端口方向和得到的相位比较单脉冲计算的总和给出。这种组合的mimso-单脉冲处理可以实现改进的角度位置确定。
[0118]
还可以基于罗特曼透镜的每对连续波束端口(即，如图11所示的一个波束端口和下一个连续波束端口)之间的结果来计算相位比较单脉冲输出。物体的主方向由找到检测到的物体的波束端口之间的中点给出，其中，增强方向由该中间波束端口方向和得到的相位比较单脉冲计算的总和给出。还要注意的是，这两种方法也可以结合使用。
[0119]
传统上，罗特曼透镜的波束角度在设计期间是固定的，并且不能像传统相控阵列或mimo系统那样在视场上连续扫描。然而，在根据本披露内容的使用罗特曼透镜的mimso系统中，组合的mimso波束的波束角度可以通过调节(附加相位项)来少量改变，该附加相位项在对接收到的来自不同发射器的信号进行组合时被应用。此外，类似于单脉冲系统的和波束，通过将由相邻定位的端口(利用适当的相控)形成的波束进行组合，所产生的信号对应于位于这两个单独端口的平均角度处的波束。通过这两种技术的组合连同透镜的设计，可以在其fov上连续以数字方式扫描透镜。
[0120]
此外，通过在mimso系统中使用三个或更多个发射器，可以向组合的mimso信号施加幅度锥削。这有利地允许以数字方式降低波束方向图的旁瓣电平，从而减少杂波和错误目标检测的可能性。替代性地，来自波束的旁瓣电平也可以通过减去关于一个或多个其他波束的接收到的信号来降低，其中应用缩放因子。作为进一步的替代方案，这两种旁瓣降低技术也可以一起使用。
[0121]
本文披露的mimso系统可以由分立元件构建，但是它优选地被制造在印刷电路板
上。更优选地，该系统被配置成与在指定用于汽车雷达的e波段频率中具有毫米波长的电磁辐射(即，具有在76至81ghz范围内的频率的电磁辐射)一起使用，以便以提高的精度确定物体位置和轨迹，并确定物体的速度。
[0122]
上述mimso系统还可以与激光雷达和立体相机中的一者或多者结合使用。此外，机器学习可以用于增强系统的性能。
[0123]
提供以上示例是为了说明的目的，而不旨在限制本披露内容的范围。替代地，本披露内容的范围在所附权利要求书中进行阐述。